전자식 안정기 하프 브리지 인버터 입력 회로

전자식 안정기 하프 브리지 인버터 입력 회로 분석 및 설계

[날짜: 2006- 1 1-27] 출처: 전력 기술 애플리케이션 작성자: 주 [글꼴: 대 중]

초록: 전자식 안정기의 하프 브리지 인버터 입력 회로는 전체 장치의 작동 주파수를 결정하며 스위칭 파워 튜브 인버터에 영향을 미치는 중요한 요소입니다. 요약: 펄스 변압기와 이상적인 여자 전류 파형을 분석하여 변환 효율을 높이고 진동을 억제하는 방법을 논의하고, 기존 설계 오류를 지적하고 * * * 상태 전도 및 스위치 손실을 줄이기 위한 새로운 설계 방안을 제시했습니다.

키워드: 전환율; 댐핑 진동 * * * 상태 전도; 스위치 손실 신형 설계

0 소개

전자식 안정기의 하프 브리지 인버터 입력 회로는 전체 기계의 작동 주파수, 스위치 손실, 변환 효율 및 출력 전력과 직접적인 관련이 있는 것으로 잘 알려져 있습니다. EMC, THD, PF 등의 주요 기술 사양에도 영향을 미칩니다. 현재 실용적인 기술 방안은 바이폴라 트랜지스터 하프 브리지 연결이며, 자기 링으로 구성된 펄스 변압기 피드백은 자격진동을 일으키고, 출력 고주파 펄스 전류는 형광등의 광전 변환에 사용된다. 트랜지스터 베이스의 메모리 효과로 인해 차단 시간이 지연됩니다. 집전극 접합의 콘덴서는 출력 펄스 전류가 입력단에 악영향을 미치게 한다. 특히 입력 회로의 펄스 변압기의 경우 하프 브리지 인버터 회로가 작동하면 스위치 전류가 1 차 권선에서 울립니다. 양수 피크와 베이스 영역에 저장된 양전하가 함께 작동하여 스위치 파이프가 늦게 또는 반복적으로 연결되도록 합니다. "* * * 상태 전도", 스위치 손실 증가, 트랜지스터 가열, 다시 켤 때 2 차 관통으로 들어갑니다.

따라서 스위치 튜브의 빠른 개통과 완전 폐쇄를 위한 이상적인 인센티브 조건을 연구하고 바이폴라 트랜지스터로 구성된 전자식 안정기 하프 브리지 인버터 입력 회로에 가장 적합한 방안을 설계할 필요가 있습니다.

1 스위치 튜브 빠른 전도 인센티브 조건

바이폴라 트랜지스터의 전류 증폭 계수 β는 상수가 아니라 신호 주파수가 증가함에 따라 감소합니다. 단계 전류 Ib 가 기저에 주입될 때, 집전극 전류 IC 의 상승과 시간은 비선형 관계, 즉

Ic (t) = 베타 oib (1-) (1)

여기서 βo 는 저주파일 때의 β 값입니다.

ω O = 2π F β (F β는 트랜지스터 이미 터 회로의 차단 주파수) 입니다.

Tce= 1/ωo 인 경우 ，

그럼 IC (t) = 베타 oib (1-) (2)

등식 (2) 은 단계 전류 Ib 가 기저에 주입될 때 집전극 전류 IC 가 지수 법칙에 따라 최대 βoIb 로 점차 상승한다는 것을 보여준다. 통과 시간 tk 가 컬렉터 전류 IC 가 0 에서 최대 베타 βoIb 의 90% 까지 상승하는 데 필요한 시간인 경우 위의 공식은 다음과 같이 대체할 수 있습니다.

0.9 베타 oib = 베타 oib (1-) (3)

Tk= 용액 (3) 의 2.3Tce(4)

등식 (4) 에 따라 그림 1 은 기본 단계 전류 Ib 가 IC 에 미치는 영향을 보여줍니다.

(a) 기본 상 전류 Ib (b) 컬렉터 전류 IC

그림 1 Ib 가 IC 에 미치는 영향

예를 들어 전자식 안정기에 일반적으로 사용되는 트랜지스터 MJE 13005, 베타 O = 20, fT=4MHz 가 있습니다.

그래서 fβ=fT/β=4MHz/20=200kHz,

Tce =1/ω o =1/2π f β ≈ 0.80 μ s,

따라서 tk = 2.3tce ≈ 1.84μ s 입니다.

30kHz 안팎에서 작동하는 전자식 안정기의 단일 펄스 폭은 16.7μs 로 1 1% 를 차지하고 있습니다. 통관 시간이 길수록 스위치 손실이 높아진다. 주입 단계 전류 IB 가 임계 포화 전류 Ib 의 N 배로 증가하면 tk 켜기 시간이 그에 따라 단축될 수 있습니다.

베타 oib = 베타 onib (1-) (5)

Tk=Tceln(6) 은 방정식 (6) 을 해결하는 데 사용됩니다

그림 2 는 열린 시간에 대한 과도한 자극의 영향입니다. 그림에서 볼 수 있습니다. n >；; 2, tk 감소는 분명하지 않습니다. 반면에, 인센티브가 너무 크면 스위치 튜브의 깊이가 포화되어 과도한 인센티브 전력을 소모하게 됩니다. 전자식 안정기 인버터 회로의 경우 N=2, 즉

Ic≥(7)

그 중: Icp 는 스위치 튜브에서 작동할 때 컬렉터 전류의 최고치입니다.

(a) 여기 전류 (b) 의 배수 n 의 영향

그림 2 개방 시간에 대한 과도한 여자 효과

MJE 13005 파이프의 경우, 과도한 여자 배수 N=2, TK = TCE LN = 0.8 μ s × LN2 ≈ 0.8 μ s × 0.7 = 0.56 μ s 는 그림 2 에 표시된 곡선과 유사합니다

2 스위치 튜브 빠른 차단 여자 조건

스위치 파이프가 통에서 차단에 이르는 물리적 과정은 도통할 때와 거의 같다. 베이스 저장 효과 및 컬렉터 콘덴서로 인해 전도 시 컬렉터 전류가 포화값 Ic=βoIb 로 유지됩니다. 베이스 주입 전류 Ib 가 갑자기 0 으로 떨어지면 IC 는 갑자기 0 으로 떨어지지 않고 기하급수적으로 떨어집니다.

Ic=Ic(8)

하강 시간 tx 가 IC 가 베타 βoIb 의 1/ 10 으로 떨어지는 데 필요한 시간으로 정의된 경우

0.1베타 oib = 베타 oib (9)

용액 (9) 의 tx≈2.3 tce( 10)

하강 시간 tx 가 길수록 스위치 손실이 커집니다. 회로가 하프 브리지 인버터 상태에서 작동할 때 한 스위치 파이프가 완전히 꺼지지 않고 다른 스위치 파이프가 이미 통하기 시작하는 순간 DC 회로가 단락 상태에 있으며 IC 최고치가 놀랍습니다. 이 "* * * 상태 전도" 는 스위치 튜브의 2 차 파괴의 중요한 원인이다. 스위치 파이프를 선택할 때 하강 시간 tx 를 단축하는 가장 좋은 방법은 베이스에 역전류를 주입하여 매우 짧은 시간 내에 베이스 구역에 저장된 대량의 양전하를 완전히 중화시켜 빠른 차단의 목적을 달성하는 것입니다. 베이스 극역 여자 전류가 -n'IB' 로 증가하면 전류 IC 가 'IB 의-베타 (VCE >: 0, IC 는 실제로 음수 값이 나타나지 않기 때문에 이 공식은 설명만을 위한 것입니다.) 역방향 자기 전류 작용에서 IC 가 Ic 에서 0 으로 떨어지는 시간은 tx 입니다.

0 = 베타 oib (1+n') (11)

해법의 Tx = tceln (1 1).

공식 (12) 에 따라 그림 3 의 반여자 배수 N' 과 마감 시간 간의 관계를 얻을 수 있습니다. 그림 3 에서 볼 수 있듯이 n' >:3 년 후에는 효과가 크지 않습니다. 엔지니어링에서 일반적으로 ib≥3Ib= 를 취합니다.

(a) 베이스가 역전류를 주입하는 관계 곡선 (b) 마감 시간 tx(N)

그림 3 역 여기 배수와 마감 시간 간의 관계

MJE 13005 의 경우 TX = 2.3 TCE ≈/KLOC-0

Tx=Tceln=0.8μsln=0.224μs

스위치 베이스에 Ib 역방향 드라이브를 3 배 추가하여 드롭 시간 tx 를 1.84μs 에서 0.224μs 로 줄일 수 있는 것이 분명합니다. 따라서 양극성 트랜지스터 스위치 튜브의 메모리 효과로 인해 기본 구동의 이상적인 인센티브 전류 파형이 그림 4 에 나와 있습니다.

그림 4 의 T 1-T2 는 스위치 튜브 개통 순간의 베이스 주입 전류 IB, 피크 2Ib 로 빠른 개통, 전환 주기 단축, 스위치 손실 감소에 도움이 됩니다.

그림 4 베이스 구동 이상적인 여기 전류 파형

T2-T3 은 스위치 파이프가 계속 통할 수 있는 시간입니다. 이때 Ib 는 깊이 포화를 피하기 위해 가능한 한 작아야 하며 스위치 튜브의 저장 시간을 줄이는 데 도움이 됩니다.

T3-T4 는 스위치 파이프가 꺼지는 순간으로, 역전류 최고치가 Ib 값의 3 배에 달하고 베이스 역전류가 증가하여 저장 시간과 하강 시간이 줄어듭니다.

3 펄스 변압기 작동 상태 분석

전자식 안정기는 일반적으로 철산소 코어가 있는 링 펄스 변압기를 구동 요소로 사용합니다. 인센티브 전압 펄스는 구형파이기 때문에 평평한 윗부분에는 저주파 성분이 많이 포함되어 있고, 펄스의 앞과 뒷쪽에는 많은 고주파 성분이 포함되어 있다. 이렇게 하면 펄스 변압기에 대한 요구가 비교적 엄격하고, 충분한 상호 감각이 필요하고, 누전감이 적고, 분배 콘덴서가 작다. 따라서 직사각형 히스테리시스 루프, 저히스테리시스 손실, 높은 포화 자기 감지 강도 Bs 의 R2K 자기 링이 가장 좋으며, 그 모양은 φ 10 mm× 6 mm× 5 mm 입니다. 자기 회로가 닫히고 자속 누설이 작습니다. 이 과정에서 기생 매개변수를 최소화해야 합니다.

그림 5 는 펄스 변압기의 구조와 등가 회로를 보여줍니다. 라플라스 변환법으로 4 단 네트워크의 등가 회로를 얻을 수 있다. 그림 5 에서 권선 1 은 1 차 권선, 권선 2 는 2 차 권선이다. Rs 는 신호 소스의 내부 저항, LP 는 누전, LM 은 자화 인덕턴스, C 는 분배 커패시턴스, RL' 은 스위치 튜브 베이스 회로의 저항값입니다.

(a) 구조 다이어그램 (b) 등가 회로

그림 5 펄스 변압기

전자식 안정기의 램프, 진류 인덕턴스 및 시동 커패시턴스를 선택할 때 진동 주파수는 주로 스위치 튜브의 베이스 회로, 펄스 변압기의 1 차 권선의 재료, 기하학적 치수 및 권선에 따라 달라집니다. 엔지니어링 진동 주파수 f 는 방정식 (13) 에서 파생될 수 있습니다.

F=( 13)

여기서 Vs 는 원래 에지 권선의 구동 전압입니다.

N 은 1 차 권선 권선입니다.

βs 는 자기 코어의 포화 자속 밀도입니다.

S 는 자기 링의 유효 단면적 제품입니다.

K 는 계수이고 직사각형 파는 4.0 입니다.

이 논문에서 설명한 자기 링의 유효 단면적 s 는 다음과 같다

S = h = × 5 ≈10 mm2 = 0.1cm2

Vs 를 2.5V, βs=0.45T, N 을 4 회전으로 설정하고 공식 (13) 을 대체합니다.

F = = = = = = 34.72 khz 킬로헤르츠

위의 계산된 값은 엔지니어링 기술자가 설계할 때만 참고할 수 있습니다. 실제 디버깅에서는 스위치 ts 값, 베이스 입력 회로 임피던스 및 스위치 파이프와 평행한 보정 용량 값의 영향을 받아 작동 주파수가 약간 편향됩니다.

(a) 구조 다이어그램 (b) 등가 회로

그림 5 펄스 변압기

F=( 13)

여기서 Vs 는 원래 에지 권선의 구동 전압입니다.

N 은 1 차 권선 권선입니다.

βs 는 자기 코어의 포화 자속 밀도입니다.

S 는 자기 링의 유효 단면적 제품입니다.

K 는 계수이고 직사각형 파는 4.0 입니다.

이 논문에서 설명한 자기 링의 유효 단면적 s 는 다음과 같다

S = h = × 5 ≈10 mm2 = 0.1cm2

Vs 를 2.5V 로 설정하고, βs=0.45T, N 은 4 바퀴를 가져와 공식 (13) 을 대체합니다.

F = = = = = = 34.72 khz 킬로헤르츠

하프 브리지 인버터 회로의 출력 전압 파형은 전형적인 구형파로, 펄스 변압기 권선을 통과하는 전류의 상승 및 하강 에지는 벨소리를 발생시키고 파형은 그림 6 과 같이 왜곡될 수 있다는 점에 유의해야 한다.

그림 6 전류 상승과 하강으로 인한 벨소리 현상

전자식 안정기의 경우 하강변의 벨소리 전류가 크고 해롭다. 벨소리 전류의 근본 원인은 직사각형 펄스 상승변과 하강변의 과충이다. 펄스의 최전방과 후연에는 고주파 성분이 풍부하기 때문에 주파수가 높을수록 LM 의 인덕턴스 LM 값이 커질수록 등가 임피던스가 충분히 클 때 진동이 발생합니다. 진동의 강도는 기본 회로의 등가 임피던스와 관련이 있습니다. 댐핑 계수는 방정식 (14) 으로 나타낼 수 있습니다.

δ=( 14)

방정식 (14) 에 따라 플롯 7 에 표시된 세 가지 댐핑 커브를 그릴 수 있습니다.

그림 7 은 δ가 다를 때의 댐핑 특성입니다.

임계 댐핑 δ= 1 을 취합니다.

δ > 일 때; 1 에서 제동을 했고, 웨이브 형상의 상하 전환이 느리게 진행되어 스위치 파이프가 확대 영역으로 들어가는 시간이 길어지고, 손실이 증가하고, 스위치 파이프가 뜨거워집니다.

당δ

기술자들은 회로 손실이 형광등 튜브 소비 전력의 1/ 10 이하로 조정될 때 MJE 13005 라디에이터가 온도 상승을 느끼지 못하고 계속 작동한다는 것을 반영합니다. 전등관이나 전원 전압을 약간 바꾸면 시동이 순식간에 뚫려 난해하다. 이런 현상은 δ에서 나온다

입력 회로 설계

4. 1 펄스 변압기 설계

전자식 안정기에서 펄스 변압기는 인체의 심장과 같아서 회로 생산성과 신뢰성을 결정하는 열쇠입니다.

첫 번째는 재료의 선택이다. 이상적인 구동 베이스 전류 파형을 달성하기 위해서는 자기 코어의 초기 투자율 μi 와 포화 자기속 밀도 BS 가 높아야 하고, 남은 자기 Br 과 교정력 HO 가 작을수록 전류 변환이 좋아야 합니다. 퀴리 온도 TC 와 자기저항 Rm 은 선택이 비교적 높고, 회로 작동 안정성이 우수하며, 손실이 낮아 이미 엔지니어링 기술자의 상식이 되었다. 국산 RM2KD 철산소 소재를 선택하면 일반적으로 요구 사항을 충족시킬 수 있다. φ 10 mm× 6 mm× 5 mm 자기 링의 경우 μi=2500, TC=220℃, BS=0.45T 를 측정했습니다.

둘째, 펄스 변압기의 1 차 권선 결정. 일반적으로 1 차 권선의 인덕턴스 LM 이 먼저 계산됩니다.

LM = tuRL'/δ( 15)

그 중 tu 는 펄스 기간입니다.

델타 엔지니어링에서는 일반적으로 펄스 맨 위가 떨어지는 왜곡 계수로 0.8 을 사용합니다.

공식 (16) 에 따라 1 차 권선 n 을 추정할 수 있습니다.

N=( 16)

여기서 l 은 자기 링의 평균 자기 회로 길이입니다.

μ △ 는 철심의 투자율이다.

S 는 자기 링의 횡단면 곱입니다.

설계에서 RL' 은 1 차 권선비, 스위치 베이스 연결의 전류 제한 저항 Rb 및 스위치 발사 극 저항에 따라 변경되며, 이 등가 임피던스는 적절하게 조정되어야 합니다.

4.2 베이스 입력 회로 설계

펄스 변압기의 매개변수가 결정되면 스위치 입력 회로의 설계가 매우 중요합니다. 디자인의 기초는 가능한 이상적인 여자 전류 파형에 부합하는 것이다. 시장 경쟁의 실제 상황과 공예 요구에 따라 펄스 변압기의 고유 특성과 결합해 회로 구조가 간단하고 성능이 안정적이며 일관성이 좋고 실용성이 강해야 한다.

한 가지 방법: 그림 8 과 같이 역방향 다이오드 댐핑 회로.

그림 8 역방향 다이오드 댐핑 회로

그림 8 에서 다이오드 D 는 스위치 튜브의 베이스 제한 전류 저항기 Rb 와 역평행을 이루고 방진 콘덴서 C 도 베이스와 접지 사이에 병렬로 있습니다. 펄스 상승의 경우, D 반접은 효과가 없기 때문에, Rb 의 제한 작용으로 인해 I b+ 는 Ib 보다 약간 큽니다. 2 차 권선의 턴 수를 적절히 조정하여 과포화 상태로 들어가지 않고 스위치 파이프를 빠르게 통과시킬 수 있습니다. 펄스가 떨어지면 D 양수 편향이 전달되고, 펄스 변압기 출력의 음의 과전류 전류가 스위치 베이스로 부드럽게 주입되어 DIB-/DT 의 속도로 베이스 영역에 저장된 양전하를 빠르게 중화시켜 순식간에 꺼짐 상태로 들어갑니다. C 의 역할은 펄스 상승과 하강으로 인한 벨소리 전류를 더 제거하여 스위치 파이프를 안전하게 작동시키는 것이다.

시나리오 2: 그림 9 와 같이 RC 병렬 댐핑 회로.

그림 9 RC 병렬 댐핑 회로

그림 9 에서 RC 는 스위치 튜브의 베이스와 접지 사이에 병렬로 있습니다. 댐핑 저항 R 의 접속으로 방진용량 C 에 방전 회로가 있어 댐핑 감진 효과가 향상되었습니다. 동시에 R 의 저항은 일반적으로 스위치 튜브의 입력 임피던스와 비슷하며, 약 33 ~ 100ω, 특히 스위치 파이프가 꺼진 경우 R 의 펄스 변압기에 대한 댐핑 효과가 크게 향상되었습니다. 또 다른 장점은 R 의 액세스가 스위치 튜브의 Vcer 값, 특히 고전력 전자식 안정기의 신뢰성을 더욱 높였다는 점입니다. 회로 구조는 간단하고 비용은 낮지만 실용성은 매우 강하다. 펄스 변압기와 함께 사용하면 디버깅이 정상이며, 작업은 안정적이고 믿을 만하다. 램프에 설계되어 있어 램프 개방 보호 회로가 없어도 전자식 안정기가 손상되지 않습니다.

시나리오 3: 위의 두 가지 시나리오를 기준으로 스위치 튜브의 베이스 회로에 20 ~ 50 μ h 의 인덕터를 연결하여 고주파 벨소리 전류에 큰 임피던스와 감쇠를 나타냅니다. 이런 방안의 가장 큰 장점은 디버깅이 간단하고 효과가 적은 것이 더 효과적이라는 것이다.

저자는 최근 발명특허' 이중 역률 보정 및 저봉비 전자안정기' 를 발표했으며, 이중 역률 보정 및 저봉비 회로, 고효율 램프 예열 및 이상 상태 보호 회로를 갖추고 있으며, 입력 회로는 RC 병렬 댐핑 회로를 사용합니다. 따라서 역률이 0.99 에 달하고, 총 고조파 왜곡 THD 는 12% 보다 작거나 같고, 피크 비율은 CF 보다 1.65 보다 작거나 같습니다. 전자기 호환 EMC 사양은 IEC 관련 규정을 준수합니다. 또한 전원 공급 장치 없음 (PTC) 예열 시동이 있어 회로 효율성이 더욱 향상되었습니다. 조명 스위치의 평균 서비스 수명은 10000 회보다 큽니다.

5 디자인 오류

5. 1 디자인 오해 중 하나

바이폴라 트랜지스터의 스위치 특성을 개선하기 위해 베이스 드라이브 회로에서 1000 ~ 3300 pf 의 작은 콘덴서를 자주 연결합니다. 콘덴서의 양단 전압을 이용하여 돌연변이할 수 없는 원리를 이용하여 순식간에 큰 구동 전류를 공급하면, 도통뿐만 아니라 단단도 가속화된다. 그러나 펄스 변압기 권선의 상승 또는 하강으로 인한 벨소리를 동시에 스위치 튜브의 베이스에 주입해서는 안 된다. 이 회로는 IC 드라이브에만 적용되며 펄스 변압기 구동에는 적용되지 않습니다.

5.2 두 번째 디자인 오류

국내에서 흔히 볼 수 있는 안정기 회로에서 스위치관의 기극과 발사극 사이에 다이오드를 역평행으로 병행하여, 전도에 유리하고, 일부 벨소리 전류를 제거하는 데 도움이 된다. 그러나 대부분의 역전류는 제거되어 스위치 튜브의 가속 차단에 불리하며 이상적인 베이스 구동 전류 파형을 얻지 못한다.

이상적인 설계는 스위치 튜브의 베이스와 집전극 사이에 여러 개의 정방향 및 역방향 다이오드를 연결하고 병렬로 연결하여' 베이커 클램프 회로' 와 같은' 포화회로' 를 형성하는 것이다. 도통시 깊이 포화를 없애고 저장 시간을 단축시키지만 역방향 여자 전류도 줄였다. 하지만 3 ~ 4 개의 빠른 복구 다이오드가 필요합니다. 회로 구조가 복잡하여 전자식 안정기에서는 거의 사용되지 않습니다.

6 결론

전자식 안정기 설계의 어려움은 바이폴라 트랜지스터 베이스의 전류 저장 효과와 펄스 변압기의 상승 및 하강 에지의 과전류 벨 전류에 있다. 셋째, 가스 방전 램프의 음의 저항 특성으로 인해 안정기의 부하 회로가 감성적이어야 하므로 설계가 더 나빠집니다. 전자식 안정기 하프 브리지 인버터 입력 회로 분석을 통해 제시된 역방향 다이오드 댐핑 회로 및 RC 병렬 댐핑 회로는 실용적이며 기본적으로 이러한 어려움을 해결합니다. 이 기술은 발명 특허에서의 응용이 더욱 검증되었다. 편폭이 제한되어 있기 때문에 이 문서에서는 제로 전류 스위치 보정 콘덴서, 출력 회로의 감성 부하 및 방전등이 베이스 회로에 미치는 영향에 대해 다루지 않습니다.